IGCT及IGCT变频器

发布于：2006/9/20 9:14:06 | 1991 次阅读

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1 引言
大功率晶闸管（SCR）在过去相当一段时间里，几乎是能够承受高电压和大电流的半导体器件。因此，针对SCR的不足，人们又研制开发出了门极关断晶闸管（GTO）。用GTO晶闸管作为逆变器件取得了较为满意的结果，但其关断控制较易失败，仍较复杂，工作频率也不够高。几乎与此同时，电力晶体管（GTR）迅速发展了起来。
绝缘栅双极晶体管IGBT是MOSFET和GTR相结合的产物。其主体部分与晶体管相同，也有集电极和发射极，但驱动部分却和场效应晶体管相同，是绝缘栅结构。IGBT的工作特点是，控制部分与场效应晶体管相同，控制信号为电压信号 UGE，输人阻抗很高，栅极电流I G≈0，故驱动功率很小。而其主电路部分则与GTR相同，工作电流为集电极电流，工作频率可达20kHz。由IGBT作为逆变器件的变频器载波频率一般都在10kHz以上，故电动机的电流波形比较平滑，基本无电磁噪声。
虽然硅双极型及场控型功率器件的研究已趋成熟，但是它们的性能仍待提高和改善，而1996年出现的集成门极换流晶闸管（IGCT）有迅速取代 GTO的趋势。
2 IGCT
集成门极换流晶闸管（IGCT）是将门极驱动电路与门极换流晶闸管GCT集成于一个整体形成的器件。门极换流晶闸管GCT是基于GTO结构的一个新型电力半导体器件，它不仅与GTO有相同的高阻断能力和低通态压降，而且有与IGBT相同的开关性能，兼有GTO和IGBT之所长，是一种较理想的兆瓦级、中压开关器件。IGCT芯片在不串不并的情况下，二电平逆变器容量0.5～3MVA，三电平逆变器1～6MVA；若反向二极管分离，不与IGCT集成在一起，二电平逆变器容量可扩至4. 5MVA，三电平扩至9MVA。目前IGCT已经商品化，ABB公司制造的IGCT产品的性能参数为 4.5kV／4kA，研制水平为6kV/4kA[1]。1998 年，日本三菱公司也开发了直径为88mm的6kV/4kA的GCT晶闸管。IGCT外形图参见图1，图2 是其关断波形和损耗曲线。
1 结构与工作原理
门极换流晶闸管GCT的结构示意图如图3（a）所示。该图左侧是GCT，右侧是反并联二极管。IGCT与GTO相似，也是四层三端器件，见图3 （b），GCT内部由成千个GCT组成，阳极和门极共用，而阴极并联在一起。与GTO有重要差别的是GCT阳极内侧多了缓冲层，以透明（可穿透）阳极代替GTO的短路阳极。导通机理与GTO完全一样，但关断机理与GTO完全不同，在GCT的关断过程中，GCT能瞬间从导通转到阻断状态，变成一个pnp晶体管以后再关断，所以它无外加du/dt限制；而GTO必须经过一个既非导通又非关断的中间不稳定状态进行转换（即"GTO区"），所以GTO需要很大的吸收电路来抑制重加电压的变化率du/dt。阻断状态下GCT的等效电路可认为是一个基极开路、低增益pnp晶体管与门极电源的串联。
GCT无中间区无缓冲关断的机理在于，强关断时可使它的阴极注入瞬时停止，不参与以后过程，改变器件在双极晶体管模式下关断，前提是在p基 n发射结外施加很高负电压，使阳极电流很快由阴极转移（或换向）至门极（门极换向晶闸管即由此得名），不活跃的npn管一停止注入，pnp管即因无缌魅菀坠囟稀CT成为pnp管早于它承受全阻断电压的时间，而GTO却是在SCR转态下承受全阻断电压的，所以GCT可像IGBT无缓冲运行，无二次击穿，拖尾电流虽大但时间很短。
2.2 关键技术
2.2.1 缓冲层
在传统GTO、二极管、IGBT等器件中，采用缓冲层形成穿通型（PT）结构，与非穿通型（NPT）结构比，在相同的阻断电压下可使器件的片厚降低约30%。同理，在GCT中采用缓冲层，即用较薄的硅片可达到相同的阻断电压，因而提高了器件的效率，使通态压降和开关损耗降低，从而得到较好的 VT-Eoff。同时采用缓冲层，使单片GCT 与二极管的组合成为可能。
2.2.2 透明阳极
为了实现低的关断损耗，需要对阳极晶体管的增益加以限制，因而要求阳极的厚度要薄，浓度要低。透明阳极是一个很薄的pn结，其发射效率与电流有关。因为电子穿透阳极就像阳极被短路一样，因此称为透明阳极。传统的GTO则是采用阳极短路结构来达到相同的目的。采用透明阳极来代替阳极短路点，可使GCT的触发电流比传统无缓冲层的GTO降低一个数量级。GCT的结构与IGBT相比，因不含MOS结构而得以简化。
2.2.3 逆导技术
GCT大多制成逆导型，它可与优化续流二极管 FWD单片集成在同一芯片上。由于二极管和GCT享有同一个阻断结，GCT的p基区与二极管的阳极相连，这样在GCT门极和二极管阳极间形成电阻性通道。逆导GCT与二极管隔离区中因为有pnp结构，其中总有一个pn结反偏，从而阻断了GCT与二极管阳极间的电流流通。
2.2.4 门极驱动技术
IGCT触发功率小，可以把触发及状态监视电路和IGCT管芯做成一个整体，通过两根光纤输入触发信号、输出工作状态信号。在图1（a）中， GCT与门极驱动器相距很近（间距15cm），该门极驱动器可以容易地装入不同的装置中，因此该结构是一种通用形式。为了使IGCT的结构更加紧凑和坚固，用门极驱动电路包围GCT，并与GCT和冷却装置形成一个自然整体，称为环绕型IGCT（见图1（b）），其中包括GCT门极驱动电路所需的全部元件。这两种形式都可使门极电路的电感进一步减小，并降低了门极驱动电路的元件数、热耗散、电应力和内部热应力，从而明显降低了门极驱动电路的成本和失效率。另外，IGCT开关过程一致性好，可以方便地实现串、并联，进而扩大功率范围。总之，在采用缓冲层、透明阳极、逆导技术和门极驱动技术后，IGCT在中高压领域及功率为0.5～100MVA的应用中代替了GTO。
2.4 开通损耗和钳位电路损耗
2.4.1 开通损耗
对di/dt的限制源于对动态开关通电时对双极型的续流二极管的反向恢复的限制。现有的二极管技术与IGCT和IGBT一样，允许的 di/dt值是给定的，并且其控制工具(方法)仅限于IGBT，其他类似晶闸管结构的(如IGCT)只能采用外部限制的方法(如电感)。下式为电路的开通损耗
这两个公式运用于无 di/dt吸收的IGBT和有 di/dt吸收的IGCT。
式(1)可以改写为
公式(4)表明，IGCT的开通损耗与直流电压成正比，与峰值电流的平方成正比，与转换过程中的di /dt成反比。
2.4.2 钳位电路损耗
图4是钳位电路的具体形式。如果我们假设直流源电容和钳位电容都很大，那么关断波形与图2 相似。如果直流电压在开关导通期间下降，钳位电容上的电压在关断期间上升，那么会有一小部分能量返回直流电压源，在绝大多数设计中，这一点是可以忽略的。然而在关断时，FWD和IGBT或FWD和IGCT的关断不是理想化的，他们也要发散一部分能量，这些能量对于IGBT桥式电路来讲来源于源极，而对图4来讲则来自于吸收电感。
因此，在开通时，IGBT桥式电路中消耗在 IGBT上的能量与图4中贮存在吸收电感L中的能量相等，而在关断时实际消耗在吸收电阻上的能量因为开关上的损耗（ERR和Eoff）而减少。所以，图4中的电感使得系统的效率更高，而且因为半导体器件上的功耗的降低使得工作频率更高。
图5解释了FWD和IGCT关断时钳位的次序。当在有正向电压的情况下，器件电流下降至零，关断损耗作用于半导体器件内部，在上面典型波形中，关断能量根据损耗发生时器件上的电压低于或者高过指定的钳位电压而被分为两部分。从图4中可以看出，一旦钳位二极管导通（即器件上的电压大于钳位电压），关断损耗都来自于钳位电容，而不是直流联结电容。钳位电容又从钳位电感那里获得能量，钳位电感里储存的是公式（4）所指出的线路开通能量。这样，大部分能量作为半导体器件的关断损耗而循环使用，并未浪费在吸收电阻上。表1列出了IGBT和IGCT结构的动态损耗分布。
3 IGCT变频器
由于IGCT具有像IGBT那样具有快速开关功能，像GTO那样导电损耗低，特别是在高压、大电流各种应用领域中可靠性更高。IGCT装置中所有元件装在紧凑的单元中，降低了成本。IGCT采用电压源型逆变器，与其他类型变频器的拓扑结构相比，结构更简单，效率更高。如对4.16kV的变频器，逆变器中需用24个高压IGBT或60个低压 IGBT，而使用IGCT只需要12个。并且，由于IGCT损耗很小，所需的冷却装置较小，元件少，可靠性更高。
尽管IGCT变频器不需要限制du/d t的缓冲电路，但是IGCT本身不能控制di/d t（这是IGCT的主要缺点），所以为了限制短路电流上升率，在实际电路中常串入适当电抗，如图6所示。整套逆变器由11个元器件组成：6个IGCT（带集成反向二极管），1个电抗，1个钳位二极管，1个钳位电容和1个电阻，一套门极驱动电源。一套3MVA的逆变器外形尺寸仅为780mm ×590mm ×333mm，非常紧凑。
4 结论
IGCT损耗低、开关快速等这些优点保证了它能可靠、高效率地用于300 kVA～10MVA变流器，而不需要串联或并联。在串联时，逆变器功率可扩展到100MVA。虽然高功率的IGBT模块具有一些优良的特性，如能实现di/dt和dv/dt 的有源控制、有源箝位、易于实现短路电流保护和有源保护等。但因存在着导通高损耗、损坏后造成开路以及无长期可靠运行数据等缺点，限制了高功率IGBT模块在高功率低频变流器中的实际应用。因此IGCT将成为高功率高电压变频器的功率器件。

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