本文属于德州仪器“电源设计小贴士”系列技术文章,将主要讨论LLC-SRC设计优化面临的挑战及解决方案,探讨如何跳出LLC串联谐振转换器思维定式,提供全新的解决思路。
十几年来,电源行业广泛采用了图1中所示的电感器-电感器-电容器(LLC)串联谐振转换器(LLC-SRC)作为低成本、高效率的隔离式功率级,其中包含两个谐振电感器(两个“L”:Lm和Lr)和一个谐振电容器(一个“C”:Cr)。LLC-SRC器件具有软开关特性,没有复杂的控制方案。得益于软开关特性,该器件支持使用额定电压较低的元件,并可提高效率。该器件采用简单的控制方案,即具有50%固定占空比的变频调制方案,与相移全桥转换器等用于其他软开关拓扑的控制器相比,所需的控制器成本更低。

图1.LLC-SRC
LLC-SRC设计优化的两大挑战
尽管LLC-SRC的效率可以比硬开关反激式和正激式转换器高很多,但如果要实现的效率,仍然存在一些设计挑战。
首先,在LLC-SRC设计中,为了实现足够宽的可控范围,两个谐振电感器之比(L
m/L
r)可能必须小于10。同时,需要Lm具有较大的电感,以便降低循环电流,因此需要保持高Lr电感以确保谐振电感比值低。
值得注意的是,串联谐振电感器L
r中的电流完全是交流电,没有任何直流分量,这意味着磁通密度变化很大(即ΔB很高)。高ΔB意味着与交流相关的电感器损耗也很高。如果电感器绕在铁氧体磁芯上,磁芯空气间隙附近的边缘效应会产生较高的绕组损耗。
L
r电感高,则意味着电感器匝数较多、交流绕组损耗较大。因此,许多LLC-SRC设计都对谐振电感器采用铁粉磁芯,在绕组损耗和磁芯损耗之间进行权衡。然而,高ΔB会在谐振电感器上产生相当大的损耗:高绕组损耗或高磁芯损耗。
LLC-SRC设计的第二个挑战是如何合理优化同步整流器(SR)控制。LLC-SRC整流器电流传导时序取决于负载条件和开关频率。有前景的LLC-SRC SR控制方法是检测SR场效应晶体管(FET)漏源电压(VDS),并在VDS低于或高于特定电平时开启和关闭SR。VDS检测方法需要毫伏级的精度,因此只能在集成电路中实现。自驱动或其他低成本SR控制方案不适用于LLC-SRC,因为此类器件采用带电容负载的电流馈入型输出配置。因此,LLC-SRC SR控制器电路的成本通常高于其他拓扑的成本。
改良版CLL-MRC
为了解决这两个挑战(高电感器损耗和SR控制),同时保持谐振转换器所能提供的大部分优势,请考虑使用改良版CLL多谐振转换器(CLL-MRC),如图2所示。

图2.改良版CLL-MRC
与所有三个谐振元件(一个电容器和两个电感器)都位于输入侧的CLL-MRC不同,改良版CLL-MRC将一个电感器从输入侧移动到输出侧,并将电感器放置在整流器Lo之后,如图2所示。这种修改允许谐振电感器上含有直流电流,这意味着ΔB更小,磁损耗也可能更低。
图3展示了改良版CLL-MRC的工作原理,其中fsw是转换器开关频率,而f
r1={2
π[C
r(L
r1//L
r2)]
0.5}-1是两个谐振频率的其中之一。当fsw低于f
r1时,输出绕组电流在开关周期结束前下降到零,这一点与LLC-SRC中的输出绕组电流类似。现在,输出端有一个电感器。一组简单的电容器和电阻器即可检测输出电感器电压。每次出现较大的电压变化率(dV/dt)时,便是开启或关闭SR的时机。因此,SR控制方案的成本低于VDS检测方案。
当fsw高于fr1时,输出电感器电流会处于连续导通模式。换言之,与LLC-SRC相比,ΔB减小,电感器交流损耗可能大幅减小,转换器效率可能提高。

图3.改良版CLL-MRC的重要波形:fsw小于lt;fr1(左),fsw大与gt;fr1(右)
为了验证这些性能假设,我构建了一个LLC-SRC和另一个具有完全相同元件和参数的改良版CLL-MRC功率级。两者的区别是72μH电感器用作LLC-SRC谐振电感器,1μH电感器用作改良版CLL-MRC输出电感器。
图4显示了两个功率级的效率测量结果。当输入电压较低时,fsw小于fr1,因此改良版CLL-MRC中的Lo电流仍处于不连续导通模式,并具有较大的ΔB。因此,在这种运行条件下,改良版CLL-MRC没有效率优势。
当输入电压升高时,fsw大于fr1,Lo电流处于连续导通模式。使用430V输入时,改良版CLL-MRC的效率比LLC-SRC高1%。这一比较表明,如果将改良版CLL-MRC设计为始终在高于fr1的频率下运行,则其在整个范围内的效率性能可能优于LLC-SRC。


图4.不同输入电压电平下的转换器效率:改良版CLL-MRC(顶部),LLC-SRC(底部)
结语
LLC-SRC确实是出色的拓扑,可提供许多吸引人的特性。但根据应用的不同,其可能并不是解决方案。为了实现更高的效率和更低的电路成本,有时需要跳出思维定式。
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